Само най-важното.
Захранващо напрежение 8-35v (изглежда възможно до 40v, но не го тествах)
Възможност за работа в еднотактов и двутактов режим.

За режим на един цикъл максималната продължителност на импулса е 96% (не по-малко от 4% мъртво време).
За двутактовия вариант продължителността на мъртвото време не може да бъде по-малко от 4%.
Чрез прилагане на напрежение от 0 ... 3.3v към щифт 4, можете да регулирате мъртвото време. И извършете плавен старт.
Има вграден стабилизиран източник на референтно напрежение 5V и ток до 10mA.
Има вградена защита срещу ниско захранващо напрежение, изключваща се под 5,5 ... 7V (най-често 6,4V). Проблемът е, че при това напрежение MOSFET вече преминават в линеен режим и изгарят ...
Възможно е да изключите генератора на микросхемата, като затворите изхода Rt (6) изхода на референтното напрежение (14) или изхода Ct (5) към земята с ключ.

Работна честота 1…300kHz.

Два вградени "грешка" операционни усилвателя с усилване Ku=70..95 dB. Входове - изходи (1); (2) и (15); (16). Изходите на усилвателите са комбинирани с ИЛИ елемент, така че този, на изхода на който напрежението е по-голямо, контролира продължителността на импулса. Един от входовете на компаратора обикновено е свързан с референтното напрежение (14), а вторият - където трябва да бъде ... Закъснението на сигнала вътре в усилвателя е 400ns, те не са проектирани да работят в рамките на един цикъл.

Изходните етапи на микросхемата със среден ток от 200 mA достатъчно бързо зареждат входния капацитет на портата на мощен mosfet, но не осигуряват неговото разреждане. в разумен срок. В тази връзка е необходим външен драйвер.

Изход (5) кондензатор С2 и изход (6) резистори R3; R4 - задайте честотата на вътрешния осцилатор на микросхемата. В режим push-pull се дели на 2.

Има възможност за синхронизация, задействане чрез входни импулси.

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл
Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл (съотношение на продължителността на импулса към продължителността на паузата). С един транзисторен изходен драйвер. Този режим се реализира, ако щифт 13 е свързан към обща захранваща шина.

Схема (1)

Тъй като микросхемата има два изходни етапа, които в този случай работят във фаза, те могат да бъдат свързани паралелно, за да увеличат изходния ток ... Или не са включени ... (в зелено на диаграмата) Също така, резисторът R7 не е винаги настроен.

Чрез измерване на напрежението на резистора R10 с операционен усилвател можете да ограничите изходния ток. Референтното напрежение се подава към втория вход от делителя R5; R6. Добре разбирате, че R10 ще се нагрява.

Верига C6; R11, на (3) крак, сложи за по-голяма стабилност, пита дейташита, но работи и без него. Транзисторът може да бъде взет и npn структури.

Схема (2)

Схема (3)

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл. С драйвер с два транзисторни изхода (допълнителен повторител).
Какво мога да кажа? Формата на сигнала е по-добра, преходните процеси са намалени в моментите на превключване, товароносимостта е по-висока, топлинните загуби са по-малки. Въпреки че това може да е субективно мнение. Но. Сега използвам само драйвер за два транзистора. Да, резисторът във веригата на портата ограничава скоростта на преходните процеси на превключване.

Схема (4)

И тук имаме диаграма на типичен усилващ (усилващ) регулируем еднокраен преобразувател, с регулиране на напрежението и ограничаване на тока.

Схемата работи, отивах към няколко версии. Изходното напрежение зависи от броя на завъртанията на намотката L1, добре, от съпротивлението на резисторите R7; R10; R11, които са избрани по време на настройка ... Самата намотка може да се навие на всичко. Размер - в зависимост от мощността. Пръстен, W-core, дори само на пръта. Но не трябва да преминава в насищане. Следователно, ако пръстенът е направен от ферит, тогава трябва да го изрежете и залепите с празнина. Големи пръстени от компютърни захранвания ще работят добре, не е необходимо да ги режете, те са направени от „пръскано желязо“, празнината вече е осигурена. Ако сърцевината е Ш-образна - задаваме немагнитна междина, идват с къса средна сърцевина - те вече са с междина. Накратко, навиваме с дебел меден или монтажен проводник (0,5-1,0 мм, в зависимост от мощността) и броят на навивките е 10 или повече (в зависимост от това какво напрежение искаме да получим). Свързваме товара към планираното напрежение с ниска мощност. Свързваме нашето творение към батерията чрез мощна лампа. Ако лампата не свети при пълна топлина, вземаме волтметър и осцилоскоп ...

Избираме резистори R7; R10; R11 и броя на завъртанията на бобината L1, постигайки желаното напрежение върху товара.

Дросел Dr1 - 5 ... 10 оборота с дебел проводник на всяко ядро. Дори видях опции, при които L1 и Dr1 са навити на едно и също ядро. Не го проверих лично.

Схема (5)

Това също е истинска схема на усилващ преобразувател, която може да се използва например за зареждане на лаптоп от автомобилна батерия. Компараторът на входовете (15); (16) следи напрежението на батерията "донор" и изключва преобразувателя, когато напрежението върху него падне под избрания праг.

Верига C8; R12; VD2 - така нареченият Snubber, е предназначен да потиска индуктивните пренапрежения. Спестява нисковолтов MOSFET, примерно IRF3205 издържа ако не се лъжа (drain - source) до 50v. Това обаче значително намалява ефективността. И диода, и резистора греят прилично. Това повишава надеждността. В някои режими (схеми), без него, той просто изгаря веднага мощен транзистор. И понякога работи без всичко това ... Трябва да погледнете осцилоскопа ...

Схема (6)

Двутактов главен генератор.
Различни варианти на изпълнение и корекции.
На пръв поглед огромно разнообразие от схеми за превключване се свежда до много по-скромен брой наистина работещи ... Първото нещо, което обикновено правя, когато видя "хитра" схема, е да я преначертая в обичайния си стандарт. Преди се казваше ГОСТ. Сега не е ясно как се рисува, което го прави изключително трудно за възприемане. И крие грешките. Мисля, че често се прави нарочно.
Главен осцилатор за полумост или мост. то най-простият генератор, Продължителността и честотата на импулса се регулират ръчно. Оптронът на (3) крака също може да регулира продължителността, но настройката е много рязка. Преди прекъсвах работата на микросхемата. Някои "светила" казват, че е невъзможно да се контролира чрез (3) изход, микросхемата ще изгори, но моят опит потвърждава ефективността на това решение. Между другото, той беше успешно използван в заваръчен инвертор.

Николай Петрушов

TL494, що за "звяр" е това?

TL494 (Texas Instruments) е може би най-разпространеният PWM контролер, на базата на който са създадени повечето компютърни захранвания и захранващи части на различни домакински уреди.
И сега тази микросхема е доста популярна сред радиолюбителите, участващи в изграждането на импулсни захранвания. Вътрешният аналог на тази микросхема е M1114EU4 (KR1114EU4). В допълнение, различни чуждестранни компании произвеждат тази микросхема с различни имена. Например IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Това е един и същ чип.
Нейната възраст е много по-млада от TL431. Започва да се произвежда от Texas Instruments някъде в края на 90-те - началото на 2000-те.
Нека се опитаме да разберем заедно какво е това и какъв вид "звяр" е? Ще разгледаме чипа TL494 (Texas Instruments).

И така, нека започнем, като разгледаме какво има вътре.

Съединение.

Съдържа:
- генератор на трионно напрежение (GPN);
- компаратор за настройка на мъртвото време (DA1);
- Компаратор за настройка на ШИМ (DA2);
- усилвател на грешка 1 (DA3), използван главно за напрежение;
- усилвател на грешка 2 (DA4), използван главно от токоограничителен сигнал;
- източник на стабилно референтно напрежение (ION) за 5V с външен изход 14;
- верига за управление на изходния етап.

След това, разбира се, ще разгледаме всичките му компоненти и ще се опитаме да разберем за какво е всичко това и как работи всичко, но първо ще е необходимо да дадем неговите работни параметри (характеристики).

Настроики	Мин.	Макс.	Мерна единица промяна
V CC Захранващо напрежение	7	40	AT
V I Входно напрежение на усилвателя	-0,3	VCC-2	AT
V O Колекторно напрежение		40	AT
Колекторен ток (всеки транзистор)		200	mA
Ток на обратна връзка		0,3	mA
f OSC Честота на осцилатора	1	300	kHz
C T кондензатор на алтернатор	0,47	10000	nF
R T Съпротивление на резистора на генератора	1,8	500	kOhm
T A Работна температура TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Неговите ограничаващи характеристики са следните;

Захранващо напрежение................................................ .....41Б

Входно напрежение на усилвателя...................................(Vcc+0.3)V

Изходно напрежение на колектора............................41V

Изходен ток на колектора..................................... .....250mA

Общо разсейване на мощност в непрекъснат режим....1W

Местоположението и предназначението на щифтовете на микросхемата.

Заключение 1

Това е неинвертиращият (положителен) вход на усилвател на грешка 1.
Ако входното напрежение на него е по-ниско от напрежението на пин 2, тогава няма да има напрежение на изхода на този усилвател на грешка 1 (изходът ще бъде нисък) и няма да има никакъв ефект върху ширината (работен цикъл) на изходните импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-високо от това на щифт 2, тогава напрежението ще се появи на изхода на този усилвател 1 (изходът на усилвател 1 ще има високо ниво) и ширината (работен цикъл) на изходните импулси ще намалее повече, толкова по-високо изходно напрежениетози усилвател (максимум 3,3 волта).

Заключение 2

Това е инвертиращият (отрицателен) вход на усилвател на грешка 1.
Ако входното напрежение на този щифт е по-високо от щифт 1, няма да има грешка в напрежението на изхода на усилвателя (изходът ще бъде нисък) и няма да има ефект върху ширината (работен цикъл) на изходните импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-ниско от това на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.

Усилвателят на грешки е конвенционален операционен усилвател с коефициент на усилване от порядъка на = 70..95dB за постоянно напрежение (Ku = 1 при честота от 350 kHz). Диапазонът на входното напрежение на операционния усилвател се простира от -0,3 V до захранващото напрежение, минус 2 V. Тоест, максималното входно напрежение трябва да е поне два волта по-ниско от захранващото.

Заключение 3

Това са изходите на усилватели на грешки 1 и 2, свързани към този изход чрез диоди (ИЛИ верига). Ако напрежението на изхода на който и да е усилвател се промени от ниско на високо, тогава на пин 3 то също става високо.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава импулсите на изхода на микросхемата изчезват (нулев работен цикъл).
Ако напрежението на този щифт е близо до 0 V, тогава продължителността на изходните импулси (работен цикъл) ще бъде максимална.

Извод 3 обикновено се използва за осигуряване на обратна връзка към усилвателите, но ако е необходимо, извод 3 може да се използва и като вход за осигуряване на промяна на ширината на импулса.
Ако напрежението върху него е високо (> ~ 3,5 V), тогава няма да има импулси на изхода на MS. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.

Заключение 4

Той контролира обхвата на промяна на "мъртвото" време (англ. Dead-Time Control), по принцип това е един и същ работен цикъл.
Ако напрежението върху него е близо до 0 V, тогава изходът на микросхемата ще има както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса, които могат да бъдат съответно зададени от други входни сигнали (усилватели на грешки, щифт 3).
Ако напрежението на този щифт е около 1,5 V, тогава ширината на изходните импулси ще бъде в района на 50% от максималната им ширина.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава няма да има импулси на изхода на MS. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.
Но не трябва да забравяте, че с увеличаване на "мъртвото" време обхватът на регулиране на ШИМ ще намалее.

Чрез промяна на напрежението на щифт 4 можете да зададете фиксирана ширина на "мъртвото" време (делител R-R), да приложите режим на плавен старт в PSU ( R-C верига), осигуряват дистанционно изключване на MS (ключ) и можете също да използвате този изход като линеен контролен вход.

Нека да разгледаме (за тези, които не знаят) какво е "мъртво" време и за какво служи.
Когато работи двутактна захранваща верига, импулсите се подават алтернативно от изходите на микросхемата към базите (портите) на изходните транзистори. Тъй като всеки транзистор е инерционен елемент, той не може незабавно да се затвори (отвори), когато се отстрани (приложи) сигнал от основата (порта) на изходния транзистор. И ако импулсите се прилагат към изходните транзистори без "мъртво" време (т.е. импулсът се премахва от един и веднага се прилага към втория), може да дойде момент, когато един транзистор няма време да се затвори, а вторият има вече е отворен. Тогава целият ток (наричан през ток) ще тече през двата отворени транзистора, заобикаляйки товара (намотка на трансформатора) и тъй като няма да бъде ограничен от нищо, изходните транзистори моментално ще се повредят.
За да не се случи това, е необходимо след края на един импулс и преди началото на следващия - да е изминало известно време, достатъчно за надеждно затваряне на изходния транзистор, от входа на който е отстранен управляващият сигнал.
Това време се нарича "мъртво" време.

Да, дори ако погледнете фигурата със състава на микросхемата, виждаме, че щифт 4 е свързан към входа на компаратора за настройка на мъртвото време (DA1) чрез източник на напрежение от 0,1-0,12 V. Защо се прави това?
Това се прави така, че максималната ширина (работен цикъл) на изходните импулси никога да не е равна на 100%, за да се гарантира безопасната работа на изходните (изходните) транзистори.
Тоест, ако "поставите" пин 4 на общ проводник, тогава на входа на компаратора DA1 все още няма да има нулево напрежение, но ще има напрежение точно на тази стойност (0,1-0,12 V) и импулси от генераторът на зъбно напрежение (GPN) ще се появи на изхода на микросхемата само когато тяхната амплитуда на щифт 5 надвишава това напрежение. Тоест, микросхемата има фиксиран максимален праг на работния цикъл на изходните импулси, който няма да надвишава 95-96% за едноциклена работа на изходния етап и 47,5-48% за двуциклена работа на изхода сцена.

Заключение 5

Това е изходът на GPN, той е предназначен да свърже към него кондензатор за настройка на времето Ct, чийто втори край е свързан към общ проводник. Капацитетът му обикновено се избира от 0,01 μF до 0,1 μF, в зависимост от изходната честота на FPG импулсите на PWM контролера. Като правило тук се използват висококачествени кондензатори.
Изходната честота на GPN може просто да се контролира от този щифт. Диапазонът на изходното напрежение на генератора (амплитудата на изходните импулси) е някъде от порядъка на 3 волта.

Заключение 6

Това е и изходът на GPN, предназначен за свързване на резистор за настройка на времето Rt към него, вторият край на който е свързан към общ проводник.
Стойностите на Rt и Ct определят изходната честота на GPN и се изчисляват по формулата за едноциклична операция;

За режим на работа с push-pull формулата има следния вид;

За PWM контролери от други компании честотата се изчислява по същата формула, с изключение на това, че числото 1 ще трябва да се промени на 1.1.

Заключение 7

Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.

Заключение 8

Микросхемата има изходен етап с два изходни транзистора, които са нейните изходни ключове. Колекторните и емитерните изводи на тези транзистори са свободни, поради което в зависимост от необходимостта тези транзистори могат да бъдат включени в схемата за работа както с общ емитер, така и с общ колектор.
В зависимост от напрежението на пин 13, това изходно стъпало може да работи както в двутактов, така и в едноцикличен режим. При работа с един цикъл тези транзистори могат да бъдат свързани паралелно, за да се увеличи тока на натоварване, което обикновено се прави.
И така, щифт 8 е колекторният щифт на транзистор 1.

Заключение 9

Това е емитерният извод на транзистор 1.

Заключение 10

Това е емитерният извод на транзистор 2.

Заключение 11

Това е колекторът на транзистор 2.

Заключение 12

Към този щифт е свързан "плюсът" на захранването TL494CN.

Заключение 13

Това е изходът за избор на режим на работа на изходното стъпало. Ако този щифт е свързан към маса, изходното стъпало ще работи в еднопосочен режим. Изходните сигнали на изходите на транзисторните ключове ще бъдат еднакви.
Ако приложите напрежение от +5 V към този щифт (свържете щифтове 13 и 14 един към друг), тогава изходните клавиши ще работят в режим на издърпване. Изходните сигнали на клемите на транзисторните ключове ще бъдат извън фаза и честотата на изходните импулси ще бъде наполовина по-малка.

Заключение 14

Това е изходът на конюшнята Иизточник Опорно знапрежение (ION), С изходно напрежение от +5 V и изходен ток до 10 mA, което може да се използва като еталон за сравнение в усилватели на грешки и за други цели.

Заключение 15

Той работи точно като щифт 2. Ако не се използва втори усилвател за грешка, тогава щифт 15 просто се свързва с щифт 14 (+5V референтен).

Заключение 16

Работи по същия начин като щифт 1. Ако вторият усилвател на грешка не се използва, тогава той обикновено се свързва към общия проводник (щифт 7).
С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към маса, няма изходно напрежение от втория усилвател, така че няма ефект върху работата на чипа.

Принципът на работа на микросхемата.

И така, как работи контролерът TL494 PWM.
По-горе разгледахме подробно целта на щифтовете на тази микросхема и каква функция изпълняват.
Ако всичко това се анализира внимателно, тогава от всичко това става ясно как работи този чип. Но още веднъж ще опиша съвсем накратко принципа на неговата работа.

Когато микросхемата обикновено е включена и към нея се подаде захранване (минус към пин 7, плюс към пин 12), GPN започва да генерира зъбни импулси с амплитуда около 3 волта, чиято честота зависи от свързаните C и R към щифтове 5 и 6 на микросхемата.
Ако стойността на управляващите сигнали (на щифтове 3 и 4) е по-малка от 3 волта, тогава на изходните ключове на микросхемата се появяват правоъгълни импулси, чиято ширина (работен цикъл) зависи от стойността на управляващите сигнали на щифтовете 3 и 4.
Тоест, микросхемата сравнява положителното трионно напрежение от кондензатора Ct (C1) с всеки от двата контролни сигнала.
Логическите схеми за управление на изходните транзистори VT1 ​​и VT2 ги отварят само когато напрежението на трионообразните импулси е по-високо от управляващите сигнали. И колкото по-голяма е тази разлика, толкова по-широк е изходният импулс (по-голям работен цикъл).
Управляващото напрежение на пин 3 от своя страна зависи от сигналите на входовете на операционните усилватели (усилватели на грешки), които от своя страна могат да контролират изходното напрежение и изходния ток на PSU.

По този начин увеличаването или намаляването на стойността на всеки управляващ сигнал причинява съответно линейно намаляване или увеличаване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата.
Като управляващи сигнали, както бе споменато по-горе, могат да се използват напрежението от щифт 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешки или входът на сигнала за обратна връзка директно от пин 3.

Теорията, както се казва, си е теория, но ще бъде много по-добре да видите и "почувствате" всичко това на практика, така че нека сглобим следната схема на макета и да видим от първа ръка как работи всичко.

Най-простият и бърз начин- Сложете всичко заедно върху дъска. Да, инсталирах чипа KA7500. Поставям изхода "13" на микросхемата на общ проводник, тоест нашите изходни ключове ще работят в едноцикличен режим (сигналите на транзисторите ще бъдат еднакви), а честотата на повторение на изходните импулси ще съответства към честотата на трионообразното напрежение на GPN.

Свързах осцилоскопа към следните тестови точки:
- Първият лъч към щифт "4", за да контролира DC напрежението на този щифт. Намира се в центъра на екрана на нулевата линия. Чувствителност - 1 волт на деление;
- Вторият лъч към изхода "5", за контрол на трионообразното напрежение на GPN. Той също се намира на нулевата линия (и двата лъча са комбинирани) в центъра на осцилоскопа и със същата чувствителност;
- Третият лъч към изхода на микросхемата към изхода "9", за управление на импулсите на изхода на микросхемата. Чувствителността на лъча е 5 волта на деление (0,5 волта, плюс делител на 10). Намира се в долната част на екрана на осцилоскопа.

Забравих да кажа, че изходните ключове на микросхемата са свързани към общ колектор. С други думи, според схемата на емитерния последовател. Защо ретранслатор? Защото сигналът на емитера на транзистора точно повтаря базовия сигнал, така че можем да видим всичко ясно.
Ако премахнете сигнала от колектора на транзистора, тогава той ще бъде обърнат (обърнат) по отношение на базовия сигнал.
Захранваме микросхемата и виждаме какво имаме на изходите.

На четвъртия крак имаме нула (плъзгачът на тримера е в най-ниската си позиция), първият лъч е на нулевата линия в центъра на екрана. Усилвателите на грешки също не работят.
На петия крак виждаме зъбното напрежение на GPN (втори лъч) с амплитуда малко повече от 3 волта.
На изхода на микросхемата (щифт 9) виждаме правоъгълни импулси с амплитуда около 15 волта и максимална ширина (96%). Точките в долната част на екрана са само фиксиран праг на работния цикъл. За да се види по-добре, включете разтягането на осцилоскопа.

Е, сега можете да го видите по-добре. Това е точно времето, когато амплитудата на импулса пада до нула и изходният транзистор е затворен. кратко време. Нулево ниво за този лъч в долната част на екрана.
Е, нека добавим напрежение към пин 4 и да видим какво ще получим.

На щифт "4" с тример резистор зададох постоянно напрежение от 1 волт, първият лъч се повиши с едно деление (права линия на екрана на осцилоскопа). какво виждаме Мъртвото време се е увеличило (работният цикъл е намалял), това е пунктирана линия в долната част на екрана. Тоест изходният транзистор е затворен за известно време за около половината от продължителността на самия импулс.
Нека добавим още един волт с резистор за настройка към щифт "4" на микросхемата.

Виждаме, че първият лъч се е повишил с едно деление нагоре, продължителността на изходните импулси е станала още по-кратка (1/3 от продължителността на целия импулс), а мъртвото време (времето на затваряне на изходния транзистор) се е увеличило до две трети. Тоест ясно се вижда, че логиката на микросхемата сравнява нивото на FPV сигнала с нивото на управляващия сигнал и предава на изхода само сигнала на FPV, чието ниво е по-високо от управляващия сигнал .

За да стане още по-ясно, продължителността (ширината) на изходните импулси на микросхемата ще бъде същата като продължителността (ширината) на изходните импулси на трионообразно напрежение, които са над нивото на управляващия сигнал (над права линия на екрана на осцилоскопа ).

Хайде, добавете още един волт към щифт "4" на микросхемата. какво виждаме На изхода на микросхемата много къси импулси са приблизително еднакви по ширина с тези, изпъкнали над правата линия на върха на напрежението на триона. Включете разтягането на осцилоскопа, за да се види по-добре пулса.

Тук виждаме кратък импулс, по време на който изходният транзистор ще бъде отворен, а през останалото време (долният ред на екрана) ще бъде затворен.
Е, нека се опитаме да повишим още повече напрежението на пин "4". Задаваме напрежението на изхода с резистор за подстригване над нивото на зъбното напрежение на GPN.

Е, това е всичко, PSU ще спре да работи за нас, тъй като изходът е напълно "спокоен". Няма изходни импулси, тъй като на контролния щифт "4" имаме постоянно ниво на напрежение над 3,3 волта.
Абсолютно същото нещо ще се случи, ако подадете управляващ сигнал към пин "3" или към някакъв усилвател на грешка. Ако се интересувате, можете да проверите сами. Освен това, ако управляващите сигнали са незабавно на всички управляващи изходи, управлявайте микросхемата (преобладават), ще има сигнал от този контролен изход, чиято амплитуда е по-голяма.

Е, нека се опитаме да изключим изхода "13" от общия проводник и да го свържем към изхода "14", т.е. Да видим какво можем да направим.

С тример отново довеждаме напрежението на щифт "4" до нула. Включваме захранването. какво виждаме
На изхода на микросхемата има и правоъгълни импулси с максимална продължителност, но тяхната честота на повторение е станала половината от честотата на зъбните импулси.
Същите импулси ще бъдат на втория ключов транзистор на микросхемата (щифт 10), с единствената разлика, че те ще бъдат изместени във времето спрямо тях на 180 градуса.
Има и максимален праг на работен цикъл (2%). Сега не се вижда, трябва да свържете 4-тия лъч на осцилоскопа и да комбинирате двата изходни сигнала заедно. Четвъртата сонда не е под ръка, така че не го направих. Който иска, нека провери сам, за да се увери в това.

В този режим микросхемата работи точно по същия начин, както в режим на един цикъл, с единствената разлика, че максималната продължителност на изходните импулси тук няма да надвишава 48% от общата продължителност на импулса.
Така че няма да разглеждаме този режим дълго време, а просто вижте какви импулси ще имаме при напрежение на пин "4" от два волта.

Повишаваме напрежението с резистор за настройка. Широчината на изходните импулси е намаляла до 1/6 от общата продължителност на импулса, тоест също точно два пъти повече, отколкото при едноциклен режим на работа на изходните превключватели (там 1/3 пъти).
На изхода на втория транзистор (щифт 10) ще има същите импулси, само изместени във времето с 180 градуса.
Е, по принцип анализирахме работата на ШИМ контролера.

Повече за заключението "4". Както споменахме по-рано, този щифт може да се използва за "плавно" стартиране на захранването. Как да го организираме?
Много просто. За да направите това, свържете към изхода "4" RC верига. Ето пример за фрагмент от диаграма:

Как работи "плавният старт" тук? Да погледнем диаграмата. Кондензатор C1 е свързан към ION (+5 волта) чрез резистор R5.
Когато се подаде захранване към микросхемата (щифт 12), на щифт 14 се появява +5 волта. Кондензатор C1 започва да се зарежда. Зарядният ток на кондензатора протича през резистора R5, в момента на включване той е максимален (кондензаторът се разрежда) и на резистора се получава спад на напрежението от 5 волта, който се прилага към изхода "4". Това напрежение, както вече разбрахме от опит, забранява преминаването на импулси към изхода на микросхемата.
Тъй като кондензаторът се зарежда, токът на зареждане намалява и спадът на напрежението върху резистора съответно намалява. Напрежението на щифт "4" също намалява и на изхода на микросхемата започват да се появяват импулси, чиято продължителност постепенно се увеличава (със зареждането на кондензатора). Когато кондензаторът е напълно зареден, токът на зареждане спира, напрежението на щифт "4" става близо до нула и щифт "4" вече не влияе върху продължителността на изходните импулси. Захранването влиза в работен режим.
Естествено се досещате, че времето за стартиране на захранването (извеждането му в режим на работа) ще зависи от стойността на резистора и кондензатора и чрез избора им ще можете да регулирате това време.

Е, това е накратко цялата теория и практика и тук няма нищо особено сложно и ако разбирате и разбирате работата на този PWM, тогава няма да ви е трудно да разберете и разберете работата на други PWM.

Пожелавам на всички късмет.

Като управляваща верига се използва микрочип TL494CN, произведен от TEXAS INSTRUMENT (САЩ). Произвежда се от редица чуждестранни фирми под различни имена. Например SHARP (Япония) произвежда чипа IR3M02, FAIRCHILD (САЩ) - iA494, SAMSUNG (Корея) - KA7500, FUJITSU (Япония) - MB3759 и др. Описание на TL494 на английски езиквъв формат *.PDF от TEXAS INSTRUMENT (САЩ) или от MOTOROLA.

Всички тези микросхеми са пълни аналози на домашната микросхема KR1114EU4. Нека разгледаме подробно устройството и работата на този контролен чип. Той е специално проектиран да управлява силовата част на UPS и съдържа (фиг. 1):

Трион генератор на напрежение DA6; честотата на GPN се определя от стойностите на резистора и кондензатора, свързани към 5-ти и 6-ти терминали, и в разглеждания клас на PSU е избран равен приблизително на 60 kHz;

Източник на референтно стабилизирано напрежение DA5 (Uref=+5V) с външен изход (пин 14);

Компаратор "мъртва зона" DA1;

ШИМ компаратор DA2;

Усилвател за грешка на напрежението DA3;

Усилвател на грешка за токоограничителен сигнал DA4;

Два изходни транзистора VT1 и VT2 с отворени колектори и емитери;

Динамичен двутактен D-тригер в режим на честотно деление на 2 - DD2;

Спомагателни логически елементи DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2-ро), DD4 (2-ро), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);

Източник на постоянно напрежение с номинална стойност 0,1V DA7;

DC източник с номинална стойност 0,7mA DA8.

Контролната верига ще работи, т.е. последователности от импулси ще се появят на щифтове 8 и 11, ако към щифт 12 се приложи някакво захранващо напрежение, чието ниво е в диапазона от +7 до +40 V.

Целият набор от функционални единици, които съставят TL494 IC, могат условно да бъдат разделени на цифрова и аналогова част (цифрови и аналогови сигнални пътища).

Аналоговата част включва усилватели на грешки DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор на зъбно напрежение DA6, както и спомагателни източници DA5, DA7, DA8. Всички останали елементи, включително изходните транзистори, образуват цифровата част (цифров път). pinout на контролния чип TL494 е показан на (фиг. 2)

Помислете в началото за работата на цифровия път.

Времевите диаграми, обясняващи работата на микросхемата, са показани на фиг. 3. От времедиаграмите може да се види, че моментите на появата на изходните управляващи импулси на микросхемата, както и тяхната продължителност (диаграми 12 и 13) се определят от изходното състояние на логическия елемент DD1 (диаграма 5 ). Останалата част от "логиката" изпълнява само спомагателна функция за разделяне на изходните импулси DD1 на два канала. В този случай продължителността на изходните импулси на микросхемата се определя от продължителността на отвореното състояние на нейните изходни транзистори VT1, VT2. Тъй като и двата транзистора имат отворени колектори и емитери, е възможно да се свържат по два начина.

При включване в съответствие с обща емитерна верига изходните импулси се вземат от външните колекторни натоварвания на транзисторите (от щифтове 8 и 11 на микросхемата), а самите импулси се насочват от удари надолу от положително ниво (водещото краищата на импулсите са отрицателни). Емитерите на транзисторите (клеми 9 и 10 на микросхемата) в този случай, като правило, са заземени. Когато са включени съгласно обща колекторна верига, външните товари са свързани към емитерите на транзисторите и изходните импулси, насочени в този случай чрез пренапрежения нагоре (предните фронтове на импулсите са положителни), се отстраняват от емитерите на транзистори VT1 , VT2. Колекторите на тези транзистори са свързани към захранващата шина на контролния чип (Upom).

Изходните импулси на останалите функционални единици, които съставляват цифровата част на микросхемата TL494, са насочени нагоре, независимо от схемата за превключване на микросхемата.

Trigger DD2 е динамичен D-тригер. Принципът на неговата работа е следният. На предния (положителен) фронт на изходния импулс на елемента DD1 във вътрешния регистър се записва състоянието на входа D на тригера DD2. Физически това означава, че първият от двата тригера, които са част от DD2, е превключен. Когато импулсът на изхода на елемент DD1 приключи, тогава вторият тригер в DD2 включва задния (отрицателен) фронт на този импулс и състоянието на изходите DD2 се променя (информацията, прочетена от вход D, се появява на изход Q). Това елиминира възможността за поява на отключващ импулс на базата на всеки от транзисторите VT1, VT2 два пъти за един период.

Всъщност, докато нивото на импулса на входа на тригера DD2 не се е променило, състоянието на неговите изходи няма да се промени. Следователно импулсът се предава към изхода на микросхемата през един от каналите, например горния (DD3, DD5, VT1). Когато импулсът на вход C приключи, тригерът DD2 превключва, заключва горния и отключва долния канал (DD4, DD6, VT2). Следователно следващият импулс, пристигащ на входа C и входовете DD5, DD6, ще бъде предаден към изхода на микросхемата през долния канал. Така всеки от изходните импулси на елемента DD1 с отрицателния си фронт превключва тригера DD2 и това променя канала за следващия импулс. Следователно в референтния материал за контролната микросхема е посочено, че архитектурата на микросхемата осигурява потискане на двоен импулс, т.е. елиминира появата на два отключващи импулса на базата на един и същ транзистор в период.

Нека разгледаме подробно един период на работа на цифровия път на микросхемата.

Появата на отключващ импулс на базата на изходния транзистор на горния (VT1) или долния (VT2) канал се определя от логиката на елементите DD5, DD6 ("2OR-NOT") и състоянието на елементите DD3, DD4 ("2-ро"), което от своя страна се определя от състоянието на тригера DD2.

Логиката на елемента 2-ИЛИ-НЕ, както знаете, е, че на изхода на такъв елемент се появява напрежение високо ниво(логическа 1) в единствения случай, ако и двата му входа имат ниски нива на напрежение (логическа 0). При други възможни комбинации от входни сигнали изходът на елемент 2 ИЛИ НЕ е с ниско ниво на напрежение (логическа 0). Следователно, ако на изхода Q на тригера DD2 има логическа 1 (момент t1 от диаграма 5 на фиг. 3), а на изхода /Q - логическа 0, то и на двата входа на елемента DD3 (2I) има ще бъде логическа 1 и следователно логическа 1 ще се появи на изхода DD3, а оттам и на един от входовете на елемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) на горния канал. Следователно, независимо от ниво на сигнала, идвайки на втория вход на този елемент от изхода на елемента DD1, изходното състояние на DD5 ще бъде логическо O, а транзисторът VT1 ще остане в затворено състояние. Изходното състояние на елемента DD4 ще бъде логическа 0, защото логическата 0 присъства на един от входовете DD4, идвайки там от изхода /Q тригер DD2. Логическата 0 от изхода на елемента DD4 се подава към един от входовете на елемента DD6 и позволява на импулса да премине през долния канал.

Този импулс с положителна полярност (логическа 1) ще се появи на изхода на DD6 и следователно на базата на VT2 за времето на пауза между изходните импулси на елемента DD1 (т.е. за времето, когато има логическа 0 на изход на DD1 - интервал t1 -t2 диаграми 5 Фиг.13). Следователно транзисторът VT2 се отваря и на неговия колектор се появява импулс с низходящ скок от положителното ниво (в случай на включване по схемата с общ емитер).

Началото на следващия изходен импулс на елемент DD1 (момент t2 от диаграма 5 на фиг. 13) няма да промени състоянието на елементите на цифровия път на микросхемата, с изключение на елемент DD6, на изхода на който ще се появи логическа 0 и следователно транзисторът VT2 ще се затвори. Завършването на изходния импулс DD1 (време t3) ще промени състоянието на тригерните изходи DD2 в обратното (логическа 0 - изход Q, логическа 1 - изход /Q). Следователно състоянието на изходите на елементите DD3, DD4 ще се промени (на изхода на DD3 - логическа 0, на изхода на DD4 - логическа 1). Паузата, започнала в момента t3 на изхода на елемента DD1, ще позволи отварянето на транзистора VT1 на горния канал. Логическата 0 на изхода на елемента DD3 ще "потвърди" тази възможност, превръщайки я в реален външен вид на отключващ импулс на базата на транзистора VT1. Този импулс продължава до момента t4, след което VT1 се затваря и процесите се повтарят.

По този начин основната идея на работата на цифровия път на микросхемата е, че продължителността на изходния импулс на щифтове 8 и 11 (или на щифтове 9 и 10) се определя от продължителността на паузата между изходни импулси на елемента DD1. Елементите DD3, DD4 определят канала за преминаване на импулса на сигнал с ниско ниво, чиято поява се редува на изходите Q и /Q тригер DD2, управлявани от същия елемент DD1. Елементите DD5, DD6 са схеми за съгласуване на ниско ниво.

За пълнота на описанието функционалностмикросхеми, трябва да се отбележи още една важна характеристика. Както може да се види от функционалната диаграма на фигурата, входовете на елементите DD3, DD4 се комбинират и се извеждат на щифт 13 на микросхемата. Следователно, ако към пин 13 се приложи логическа 1, тогава елементите DD3, DD4 ще работят като повторители на информация от изходите Q и /Q на тригера DD2. В този случай елементите DD5, DD6 и транзисторите VT1, VT2 ще превключват с фазово изместване от половин период, осигурявайки работата на силовата част на UPS, изградена върху полумостова верига с натискане и издърпване. Ако към пин 13 се приложи логическа 0, тогава елементите DD3, DD4 ще бъдат блокирани, т.е. състоянието на изходите на тези елементи няма да се промени (константна логическа 0). Следователно изходните импулси на елемента DD1 ще влияят еднакво на елементите DD5, DD6. Елементите DD5, DD6, а оттам и изходните транзистори VT1, VT2, ще превключват без фазово изместване (едновременно). Този режим на работа на управляващата микросхема се използва, ако силовата част на UPS е направена по едноциклична схема. В този случай колекторите и емитерите на двата изходни транзистора на микросхемата се комбинират с цел усилване.

Като "твърда" логическа единица в двутактни вериги се използва изходното напрежение на вътрешния източник на микросхемата Uref (щифт 13 на микросхемата е комбиниран с щифт 14). Сега помислете за работата на аналоговия път на микросхемата.

Състоянието на изхода DD1 се определя от изходния сигнал на ШИМ компаратора DA2 (диаграма 4), подаден на един от входовете DD1. Изходният сигнал на компаратора DA1 (диаграма 2), подаден на втория вход DD1, не влияе на състоянието на изхода DD1 при нормална работа, което се определя от по-широките изходни импулси на ШИМ компаратора DA2.

В допълнение, от диаграмите на фиг. 3 може да се види, че при промени в нивото на напрежението на неинвертиращия вход на ШИМ компаратора (диаграма 3), ширината на изходните импулси на микросхемата (диаграми 12, 13) ) ще се промени пропорционално. При нормална работа нивото на напрежението на неинвертиращия вход на ШИМ компаратора DA2 се определя само от изходното напрежение на усилвателя на грешката DA3 (тъй като надвишава изходното напрежение на усилвателя DA4), което зависи от нивото на сигнал за обратна връзка на неговия неинвертиращ вход (пин 1 на микросхемата). Следователно, когато се приложи сигнал за обратна връзка към пин 1 на микросхемата, ширината на изходните управляващи импулси ще се промени пропорционално на промяната в нивото на този сигнал за обратна връзка, което от своя страна се променя пропорционално на промените в UPS ниво на изходното напрежение, т.к. обратната връзка започва от там.

Интервалите от време между изходните импулси на щифтове 8 и 11 на микросхемата, когато и двата изходни транзистора VT1 и VT2 са затворени, се наричат ​​"мъртви зони". Компараторът DA1 се нарича компаратор на "мъртва зона", защото. той определя минималната възможна продължителност.

Нека обясним това по-подробно.

От времедиаграмите на фиг. 3 следва, че ако ширината на изходните импулси на ШИМ компаратора DA2 намалее по някаква причина, тогава започвайки от определена ширина на тези импулси, изходните импулси на компаратора DA1 ще станат по-широки от изходни импулси на ШИМ компаратора DA2 и ще започне да определя състоянието на изходния логически елемент DD1, а оттам. ширината на изходните импулси на микросхемата. С други думи, компараторът DA1 ограничава ширината на изходните импулси на микросхемата на определено максимално ниво. Нивото на ограничение се определя от потенциала на неизобретателния вход на компаратора DA1 (пин 4 на микросхемата) в стабилно състояние. Въпреки това, от друга страна, потенциалът на щифт 4 ще определи обхвата на регулиране на ширината на изходните импулси на микросхемата. Тъй като потенциалът на пин 4 се увеличава, този диапазон се стеснява. Най-широкият диапазон на регулиране се получава, когато потенциалът на пин 4 е 0.

В този случай обаче има опасност ширината на "мъртвата зона" да стане равна на 0 (например при значително увеличение на тока, консумиран от UPS). Това означава, че управляващите импулси на щифтове 8 и 11 на микросхемата ще следват директно един след друг. Следователно може да възникне ситуация, известна като "повреда на стелажа". Обяснява се с инертността на силовите транзистори на инвертора, които не могат да се отварят и затварят моментално. Следователно, ако в същото време се приложи сигнал за заключване към основата на предварително отворения транзистор и сигнал за отключване към основата на затворения транзистор (т.е. с нулева "мъртва зона"), тогава ще възникне ситуация, когато единият транзистор все още не е затворен, а другият вече е отворен.

След това възниква повреда по транзисторната стойка на полумост, която се състои в протичане на ток през двата транзистора. Този ток, както се вижда от диаграмата на фиг. 5 заобикаля първичната намотка на силовия трансформатор и е практически неограничен. Текущата защита в този случай не работи, т.к. токът не протича през сензора за ток (не е показан на диаграмата; дизайнът и принципът на работа на използваните сензори за ток ще бъдат разгледани подробно в следващите раздели), което означава, че този сензор не може да даде сигнал на управляващата верига . Следователно пропускащият ток достига много голяма стойност за много кратък период от време.

Това води до рязко увеличаване на мощността, освободена на двата мощни транзистора и почти мигновената им повреда (като правило, повреда). В допълнение, мостовите диоди на токоизправителя могат да бъдат деактивирани чрез скок на тока. Този процес завършва с изгаряне на мрежовия предпазител, който поради своята инерция няма време да защити елементите на веригата, а само предпазва първичната мрежа от претоварване.

Следователно управляващото напрежение; доставени към основите на силовите транзистори трябва да бъдат оформени по такъв начин, че първо един от тези транзистори да бъде надеждно затворен и едва след това другият да се отвори. С други думи, между управляващите импулси, приложени към базите на мощните транзистори, трябва да има времево изместване, което да не е равно на нула ("мъртва зона"). Минималната допустима продължителност на "мъртвата зона" се определя от инерцията на транзисторите, използвани като превключватели на мощността.

Архитектурата на микросхемата ви позволява да регулирате стойността на минималната продължителност на "мъртвата зона", като използвате потенциала на пин 4 на микросхемата. Този потенциал се задава с помощта на външен делител, свързан към шината на изходното напрежение на вътрешния референтен източник на Uref чипа.

В някои версии на UPS такъв разделител не е наличен. Това означава, че след приключване на процеса плавен старт(виж по-долу) потенциалът на пин 4 на микросхемата става равен на 0. В тези случаи минималната възможна продължителност на "мъртвата зона" все още не става равна на 0, но ще бъде определена вътрешен източникнапрежение DA7 (0.1V), което е свързано към неинвертиращия вход на компаратора DA1 с неговия положителен полюс и към пин 4 на микросхемата - отрицателен. По този начин, поради включването на този източник, ширината на изходния импулс на компаратора DA1, а оттам и ширината на "мъртвата зона", при никакви обстоятелства не може да стане равна на 0, което означава, че "разбивка на стелажа" ще да бъде принципно невъзможно.

С други думи, архитектурата на микросхемата има ограничение за максималната продължителност на нейния изходен импулс (минималната продължителност на "мъртвата зона").

Ако има разделител, свързан към щифт 4 на микросхемата, тогава след плавен старт потенциалът на този щифт не е равен на 0, така че ширината на изходните импулси на компаратора DA1 се определя не само от вътрешния източник DA7 , но също и от остатъчния (след приключване на процеса на плавен старт) потенциал на щифт 4. В този случай обаче, както беше споменато по-горе, динамичният обхват на регулиране на ширината на ШИМ компаратора DA2 се стеснява.

Основни параметри M1114EU3, M1114EU4.

Упит.микросхеми (пин 12) - Упит.min=9V; Upp.max=40V
Допустимо напрежение на входа DA1, DA2 не повече от Upit / 2
Допустими параметри на изходните транзистори Q1, Q2:
Us по-малко от 1.3V;
Uke по-малко от 40V;
Ik.max по-малко от 250mA
Остатъчното напрежение на колектора-емитер на изходните транзистори е не повече от 1,3V.
Консумирах от микросхемата - 10-12mA
Допустимо разсейване на мощност:
0.8W при околна температура +25C;
0.3W при околна температура +70C.
Честотата на вградения референтен осцилатор е не повече от 100 kHz.

Заключенията на M1114EU4 напълно съответстват на изброените по-горе чуждестранни аналози, а съответствието между заключенията на M1114EU3 и M1114EU4 е представено по-долу.

М1114ЕУ4 -- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
M1114EU3 -- 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3

Чипът TL494 е PWM контролер, който е идеален за изграждане на импулсни захранвания с различни топологии и капацитет. Може да работи както в еднотактов, така и в двутактов режим.

Неговият домашен аналог е чипът KR1114EU4. Texas Instruments, International Rectifier, ON Semiconductor, Fairchild Semiconductor - много производители произвеждат този PWM контролер. Fairchild Semiconductor го нарича например KA7500B.

Ако просто погледнете обозначенията на щифтовете, става ясно, че тази микросхема има доста широк спектър от възможности за настройка.

Помислете за обозначенията на всички заключения:

• неинвертиращ вход на първия компаратор на грешки
• инвертиране на входа на първия компаратор на грешки
• въвеждане на обратна връзка
• вход за настройка на мъртвото време
• изход за свързване на външен времеви кондензатор
• изход за свързване на времеви резистор
• общ изход на микросхемата, минус мощност
• колекторен извод на първия изходен транзистор
• емитерна клема на първия изходен транзистор
• емитерна клема на втория изходен транзистор
• колекторен извод на втория изходен транзистор
• вход за захранване
• вход за избор на еднотактов или двутактов режим на работа
  микрочипове
• изход на вградения източник на референтно напрежение от 5 волта
• инвертиране на входа на втория компаратор на грешки
• неинвертиращ вход на втория компаратор на грешки

На функционалната схема можете да видите вътрешната структура на микросхемата.
Горните два щифта отляво са за настройка на параметрите на вътрешния генератор на трионно напрежение, тук означен като "Осцилатор". За нормалната работа на микросхемата производителят препоръчва използването на кондензатор за настройка на времето с капацитет от 470 pF до 10 микрофарада и резистор за настройка на времето от диапазона от 1,8 kOhm до 500 kOhm. Препоръчителният работен честотен диапазон е от 1kHz до 300kHz. Честотата може да се изчисли по формулата f = 1,1/RC. Така че в режим на работа на щифт 5 ще има трионно напрежение с амплитуда около 3 волта. За различните производители може да се различава в зависимост от параметрите на вътрешните вериги на микросхемата.

Например, ако използваме 1nF кондензатор и 10kΩ резистор, тогава честотата на зъбното напрежение на изход 5 ще бъде приблизително f = 1.1 / (10000 * 0.000000001) = 110000Hz. Честотата може да се различава според производителя с + -3% в зависимост от температурния режим на компонентите.

Входът за настройка на мъртвото време 4 е проектиран да определя паузата между импулсите. Компараторът за мъртво време, означен като "Dead-time Control Comparator" на диаграмата, ще позволи изходните импулси, ако напрежението на триона е по-високо от напрежението, приложено към вход 4. Така че, чрез прилагане на напрежение от 0 до 3 волта към входа 4, можете да регулирате работния цикъл на изходните импулси, в този случай максималната продължителност на работния цикъл може да бъде 96% в едноцикличен режим и съответно 48% в двуциклен режим на работа на микросхемата . Минималната пауза тук е ограничена до 3%, което се осигурява от вграден източник с напрежение 0,1 волта. Pin 3 също е важен и напрежението върху него също играе роля в разделителната способност на изходните импулси.

Изводи 1 и 2, както и изводи 15 и 16 на компараторите за грешки могат да се използват за защита на проектираното устройство от претоварване по ток и напрежение. Ако напрежението, приложено към пин 1, стане по-високо от напрежението, приложено към пин 2, или напрежението, приложено към пин 16, стане по-високо от напрежението, приложено към пин 15, тогава входът на PWM Comparator (пин 3) ще получи сигнал за инхибиране на изходните импулси . Ако тези компаратори не се планират да бъдат използвани, тогава те могат да бъдат блокирани чрез късо свързване на неинвертиращите входове към земята и свързване на инвертиращите към източника на референтно напрежение (щифт 14).
Заключение 14 е изходът на стабилизиран източник на референтно напрежение от 5 волта, вграден в микросхемата. Този изход може да бъде свързан към вериги, които консумират ток до 10 mA, които могат да бъдат делители на напрежение за настройка на защитни вериги, плавен старт или задаване на фиксирана или регулируема продължителност на импулса.
За щифт 12 захранващото напрежение на микросхемата е от 7 до 40 волта. Като правило се използват 12 волта стабилизирано напрежение. Важно е да се изключат всякакви смущения в захранващата верига.
Пин 13 е отговорен за режима на работа на микросхемата. Ако към него се приложи референтно напрежение от 5 волта (от щифт 14), тогава микросхемата ще работи в режим на издърпване, а изходните транзистори ще се отворят в противофаза, на свой ред и честотата на включване на всеки от изходните транзистори ще бъдат равни на половината от честотата на зъбното напрежение на пин 5. Но ако затворите пин 13 до минус захранването, тогава изходните транзистори ще работят паралелно и честотата ще бъде равна на честотата на триона на пин 5, тоест честотата на генератора.

Максималният ток за всеки от изходните транзистори на микросхемата (щифтове 8,9,10,11) е 250mA, но производителят не препоръчва надвишаване на 200mA. Съответно, при паралелна работа на изходните транзистори (щифт 9 е свързан към пин 10, а щифт 8 е свързан към щифт 11), максималният допустим ток за тока ще бъде 500mA, но е по-добре да не надвишава 400mA.

Повечето съвременни импулсни захранвания са направени на микросхеми TL494, което е превключващ PWM контролер. Силовата част е направена на мощни елементи, като транзистори.Превключващата верига TL494 е проста, необходими са минимум допълнителни радиокомпоненти, подробно е описано в листа с данни.

Опции за модификация: TL494CN, TL494CD, TL494IN, TL494C, TL494CI.

Той също пише рецензии на други популярни интегрални схеми.

• 1. Характеристики и функционалност
• 2. Аналози
• 3. Типични комутационни схеми за захранващ блок на TL494
• 4. Схеми на захранвания
• 5. Промяна на ATX PSU в лабораторен
• 6. Лист с данни
• 7. Графики на електрически характеристики
• 8. Функционалността на микросхемата

Характеристики и функционалност

Чипът TL494 е проектиран като PWM контролер за импулсни захранвания, с фиксирана честота на работа. За настройка на работната честота два допълнителни външен елементрезистор и кондензатор. Микросхемата има източник на референтно напрежение 5V, чиято грешка е 5%.

Обхват, определен от производителя:

1. захранвания с мощност над 90W AC-DC с PFC;
2. микровълни;
3. повишаващи преобразуватели от 12V към 220V;
4. Източници на захранване за сървъри;
5. инвертори за слънчеви панели;
6. електрически велосипеди и мотоциклети;
7. преобразуватели на долара;
8. детектори за дим;
9. настолни компютри.

Аналози

Най-известните аналози на чипа TL494 са домашните KA7500B, KR1114EU4 от Fairchild, Sharp IR3M02, UA494, Fujitsu MB3759. Схемата за превключване е подобна, разпределението може да е различно.

Новият TL594 е аналог на TL494 с подобрена точност на компаратора. TL598 аналог на TL594 с изходен повторител.

Типични комутационни схеми за захранващ блок на TL494

Основните превключващи вериги на TL494 са сглобени от листове с данни от различни производители. Те могат да послужат като основа за разработването на подобни устройства с подобна функционалност.

Схеми за захранване

Няма да разглеждам сложни схеми на импулсни захранвания TL494. Те изискват много подробности и време, така че да ги направите сами не е рационално. По-лесно е да закупите готов подобен модул от китайците за 300-500 рубли.

..

При сглобяване на усилвателни преобразуватели Специално вниманиедайте охлаждане на силовите транзистори на изхода. За 200W изходът ще бъде ток от около 1A, сравнително малко. Тестовете за стабилност трябва да се извършват при максимално допустимото натоварване. Необходимото натоварване се формира най-добре от лампи с нажежаема жичка 220 волта с мощност 20w, 40w, 60w, 100w. Не прегрявайте транзисторите с повече от 100 градуса. Спазвайте правилата за безопасност при работа с високо напрежение. Измерете седем пъти, включете веднъж.

Усилвателният преобразувател на TL494 не изисква почти никаква настройка, повторяемостта е висока. Проверете стойностите на резистора и кондензатора преди монтажа. Колкото по-малко е отклонението, толкова по-стабилно ще работи инверторът от 12 до 220 волта.

По-добре е да контролирате температурата на транзисторите с термодвойка. Ако радиаторът е малък, тогава е по-лесно да инсталирате вентилатор, за да не инсталирате нов радиатор.

Трябваше да направя захранване за TL494 със собствените си ръце за усилвател на субуфер в кола. По това време автомобилните инвертори от 12V до 220V не се продаваха, а китайците нямаха Aliexpress. Като ULF усилвател използвах чип от серия TDA при 80 W.

През последните 5 години се наблюдава нарастване на интереса към електрически задвижвани технологии. Това беше улеснено от китайците, които започнаха масово производство на електрически велосипеди, модерен колело с висока ефективност. Смятам, че двуколесните и едноколесните гироскутери са най-добрата реализация.През 2015 г. китайската компания Ninebot купи американския Segway и започна производството на 50 вида електрически скутери тип Segway.

Необходим е добър управляващ контролер за задвижване на мощен двигател с ниско напрежение.

Преработка на ATX захранване в лабораторно

Всеки радиолюбител има мощно ATX захранване от компютър, което осигурява 5V и 12V. Мощността му е от 200W до 500W. Познавайки параметрите на контролера за управление, можете да промените параметрите на ATX източника. Например, увеличете напрежението от 12 на 30V. 2 метода са популярни, един от италианските радиолюбители.

Помислете за италианския метод, който е възможно най-прост и не изисква пренавиване на трансформатори. ATX изхода е напълно премахнат и финализиран по схемата. Огромен брой радиолюбители повториха тази схема поради нейната простота. Изходно напрежение от 1V до 30V, ток до 10A.

Лист с данни

Микросхемата е толкова популярна, че се произвежда от няколко производителя, набързо намерих 5 различни листа с данни от Motorola, Texas Instruments и други по-малко известни. Най-пълният лист с данни TL494 е от Motorola, който ще публикувам.

Всички таблици с данни, можете да изтеглите всеки:

• Motorola;
• Texas Instruments - най-добрият лист с данни;
• Contek